Фільтри нч вч у попередніх каскадах унч. Каскади підсилювачів низької частоти. Прості, двокаскадні підсилювачі

Введемо термін «показник якості»:

(20)

Значення М можна зрозуміти з рис. 12 на якому представлена ​​типова характеристика передачі польового транзистора з каналом p-типу.

Нахил кривої при U з.і = 0 дорівнює S макс. Якщо дотичну у точці U з.і =0 продовжити до перетину з віссю абсцис, вона відсіче у цій осі відрізок U отс /M. Це легко показати, виходячи з (20):

(21)

Отже, М є міра нелінійності прохідної характеристики польового транзистора. У показано, що з виготовленні польових транзисторів дифузійним методом М = 2.

Знайдемо значення струму I c0 за виразом (21):

Підставивши його значення (19), отримаємо:

Якщо формулі (1) покласти R i >>R н, то коефіцієнт посилення за напругою для схеми із загальним джерелом

(23)

Підставивши значення коефіцієнта посилення (23) у вираз (22), отримаємо:

(24)

Зі співвідношення (24) можна зробити наступний висновок: при заданій напрузі живлення коефіцієнт посилення каскаду обернено пропорційний напрузі відсічення польового транзистора. Так, для польових транзисторів, виготовлених методом дифузії, М = 2 і при U отс1 = 1,5 (КП103Е), U отс2 = 7 В (КП103М), напрузі живлення 12,6 В і U c = 7 В коефіцієнти посилення каскадів рівні відповідно 7,5 та 1,6. Коефіцієнт посилення каскаду з ПТ1 зростає ще більше, якщо за рахунок збільшення опору навантаження R н зменшити U з до 1,6 В. Слід зазначити, що в цьому випадку при незмінному напрузі живлення Е п транзистор з малою крутістю може забезпечити більший коефіцієнт посилення за напругою , Чим транзистор з більшою крутістю (за рахунок більшого опору навантаження).

У разі малого опору навантаження Rн бажано використовувати польові транзистори з великою напругою відсічення для більшого коефіцієнта посилення (за рахунок збільшення S).

У транзисторів з низькою напругою відсікання зміна струму стоку від температури набагато менше, ніж у транзисторів з великою напругою відсікання, і тому вимоги до стабілізації робочої точки нижче. При зсувах на затворі, що задають нульовий температурний коефіцієнт зміни струму стоку, у транзисторів з меншою напругою відсікання струм стоку вище, ніж у транзистора з вищою напругою відсікання. Крім того, оскільки напруга зміщення на затворі (при нульовому температурному коефіцієнті) у другого транзистора більше, то транзистор працюватиме в режимі, при якому сильніше позначається нелінійність його характеристик.

При заданій напрузі живлення польові транзистори з низькою напругою відсічення дозволяють отримати більший динамічний діапазон. Наприклад, з двох транзисторів, що мають напругу відсічення 0,8 і 5 при напрузі живлення 15 і максимальному опорі навантаження, що розраховується з співвідношення (18), на виході першого можна отримати подвійну амплітуду вихідного сигналу (визначувану як різницю між Е п і U відс), рівну 14,2 В, у той час як у другому - лише 10 В. Відмінність у посиленні буде ще наочнішим, якщо Е п зменшити. Так, якщо напруга живлення знизити до 5 В, то подвоєна амплітуда вихідної напруги першого транзистора становитиме 4,2 В, другий транзистор використовувати для цих цілей практично неможливо.

Нелінійні спотворення в підсилювачах

Величина нелінійних спотворень, що у підсилювачах на ПТ, визначається багатьма параметрами схеми: зміщенням, робочим напругою, опором навантаження, рівнем вхідного сигналу, характеристиками польових транзисторів.

При подачі на вхід підсилювача із загальним витоком синусоїдальної напруги U 1 sinωt миттєве значення повної напруги в ланцюгу затвор - джерело можна записати

U з.і = E см + U 1 sinωt

де E см - напруга зовнішнього усунення, поданого на затвор.

Враховуючи квадратичну залежність струму стоку від напруги на затворі (1), миттєве значення i c дорівнює:

(24а)

Розкривши дужки в рівнянні (24а), отримаємо розгорнутий вираз для струму стоку:

З виразу (24б) видно, що у вихідному сигналі поряд з постійною складовою та першою гармонікою міститься друга гармоніка частоти вхідного сигналу.

Нелінійні спотворення визначаються ставленням середньоквадратичного значення всіх гармонік до середньоквадратичного значення основної гармоніки у вихідному сигналі. Використовуючи це визначення, з виразу (24б) знайдемо коефіцієнт гармонік, виразивши (E см -U отс) через I с0 :

(24в)

Вираз (24в) дає лише приблизний результат, оскільки реальні прохідні характеристики ПТ відрізняються від виразів, що описуються (1).

Для досягнення мінімальних нелінійних спотворень необхідно:

Підтримувати значення U с.і досить великим для того, щоб при максимальному перепаді вихідного сигналу дотримувалася умова

U с.і ≥(1.5...3)U отс

Не працювати при напругах затвор - стік, близьких до пробою;
- Опір навантаження вибирати досить великим.

На рис. 16, наведена схема, в якій польовий транзистор працює з більшим R н, чим забезпечуються малі спотворення і високе посилення. Як опір навантаження тут використовується другий польовий транзистор Т2. Ця схема забезпечує коефіцієнт посилення за напругою близько 40 дБ при Е пит =9 В.

Вибір типу ПТ, що забезпечує найменші спотворення, залежить від рівня вхідного сигналу, напруги живлення та необхідної смуги пропускання. При великому рівні вихідного сигналу та значній смузі пропускання бажані ПТ з великим U відс. При малому рівні вхідного сигналу або низькому напрузі живлення переважні ПТ з малим U відс.

СТАБІЛІЗАЦІЯ КОЕФІЦІЄНТА ПОСИЛЕННЯ

Коефіцієнт посилення УНЧ на ПТ, як і на інших активних елементах, схильний до впливу різних дестабілізуючих факторів, під дією яких він змінює своє значення. Один з таких факторів – зміна навколишньої температури. Для боротьби з цими явищами в основному застосовуються ті ж методи, що і в схемах на біполярних транзисторах: використовують негативний зворотний зв'язок як по струму, так і по напрузі, що охоплює один або кілька каскадів, вводять у схему температурно-залежні елементи.

У польовому транзисторі з p-n-переходом під дією температури змінюється за експоненційним законом струм зворотнозміщеного затвора, змінюються струм стоку і крутість.

Вплив зміни струму затвора I з коефіцієнт посилення можна послабити, зменшуючи опір резистора R з ланцюга затвора. Для зменшення впливу змін струму стоку, як і у разі застосування біполярних транзисторів, може використовуватися негативний зворотний зв'язок постійного струму (рис. 13,а).

Розглянемо докладніше деякі способи зменшення впливу коефіцієнт посилення змін крутості S.

У режимі посилення слабких сигналів коефіцієнт посилення некомпенсованого каскаду на польовому транзисторі знижується при підвищенні температури. Наприклад, коефіцієнт посилення схеми на рис. 13 а, рівний 13,5 при 20° С, зменшується до 12 при +60° С. Це зменшення обумовлено в першу чергу температурною зміною крутизни польового транзистора. Параметри зсуву, такі як струм стоку I с, напруга між затвором і витоком U з.і напруга між витоком і стоком U c.і змінюються незначно завдяки існуючому зворотному зв'язку по постійному струму.

Рис. 13. Схеми підсилювачів із стабілізацією коефіцієнта посилення.

а – некомпенсований каскад; б – компенсований каскад посилення; - компенсований каскад посилення з ООС; г -перехідна характеристика.

Включивши кілька звичайних діодів у ланцюг негативного зворотного зв'язку між затвором та витоком (рис. 13 б), можна стабілізувати коефіцієнт посилення підсилювача без введення додаткових каскадів. При збільшенні температури знижується пряма напруга кожного діода, що призводить до зменшення напруги U з.і.

Експериментально показано, що результуюча зміна напруги переміщує робочу точку таким чином, що крутість S відносно стабільна у певних межах зміни температури (рис. 13, г). Наприклад, коефіцієнт посилення підсилювача за схемою рис. 13 б, рівний 11, практично зберігає своє значення в межах зміни температури 20-60° С (К і змінюється всього на 1%).

Введення негативного зворотного зв'язку між затвором та витоком (рис. 13, в) зменшує коефіцієнт посилення, але забезпечує кращу стабільність. Коефіцієнт посилення підсилювача за схемою рис. 13, рівний 9, практично не змінюється при зміні температури від 20 до 60°.

Шляхом ретельного вибору робочої точки та кількості діодів можна стабілізувати коефіцієнт посилення з точністю 1% у діапазоні до 100 ° С.

ЗМЕНШЕННЯ ВПЛИВУ ВХІДНОЇ ЄМНОСТІ ПТ НА ЧАСТОТНІ ВЛАСТИВОСТІ ПІДСИЛЮВАЧІВ

Для початку повторювача, зображеного на рис. 11 а, за його еквівалентною схемою (рис. 11, б) постійну часу вхідного ланцюга можна визначити з достатньою для практичних розрахунків точністю наступним чином:

τ вх = R г [З г + З з.с + З з.і (1 - До і)], (25)

де R г та С г - параметри джерела сигналу.

З виразу (25) видно, що постійна часу вхідного ланцюга знаходиться в прямій залежності від ємностей С з.с і З з.і, причому ємність Сз.і за рахунок впливу ООС зменшена (1-К і) раз.

Однак отримання коефіцієнта посилення по напрузі, близького до одиниці (з метою усунення впливу ємності З з.і), у схемі звичайного повторювача витоку пов'язано з труднощами, пов'язаними з малою пробивною напругою польового транзистора. Так, щоб на польовому транзисторі КП102Е з максимальним струмом стоку I с0 =0,5 мА, максимальною крутістю 0,7 мА/В отримати коефіцієнт посилення за напругою 0,98 необхідно використовувати опір R н =65 кОм. При I с0 = 0,5 мА падіння напруги на опір R н складе близько 32,5 В, а напруга живлення має бути, як мінімум, більше цієї напруги на величину U отс, тобто E п =35 В.

Щоб уникнути необхідності використання високої напруги живлення для отримання коефіцієнта посилення, близького до одиниці, практично застосовують схеми комбінованих повторювачів на польових і біполярних транзисторах.

На рис. 14, а зображена комбінована схема як за типом транзисторів, що застосовуються в ній, так і за схемою їх з'єднання, що носить назву витокового повторювача зі стежить зв'язком . Стік польового транзистора Т1 приєднаний до бази біполярного транзистора Т2, з колектора якого сигнал подається на виведення польового транзистора в протифазі з вхідним сигналом. Підбором резисторів R5 і R6 можна напругу сигналу на початку отримати рівним вхідному напрузі, тим самим усуваючи вплив ємності З з.і.

Резистор R1 встановлений в ланцюзі зсуву затвора, приєднаний до початку транзистора Т1 через конденсатор С2 великої ємності. Ефективний опір у ланцюгу зміщення визначається опором резистора R 1 і коефіцієнтом зворотного зв'язку, так що

(35)

де U - амплітуда сигналу на початку транзистора Т1.

Рис. 14. Схеми підсилювачів із зменшеною вхідною ємністю.

а - і стоковий повторювач із стежить зв'язком; б - із зменшеною ємністю З з.с; в - Історичний повторювач з динамічним навантаженням.

При великих значеннях біполярного транзистора Т2 коефіцієнт посилення схеми приблизно можна оцінити наступним виразом:

(36)

Якщо підсилювач призначений для роботи на низьких частотах, то резистор R6 можна зашунтувати конденсатором С3 (рис. 14, а показаний пунктиром); при цьому верхня частотна межа визначається виразом

(37)

Вище було розглянуто метод зменшення впливу ємності затвор - витік З з.і на частотну характеристику підсилювача шляхом одержання у витокового повторювача коефіцієнта посилення, близького до одиниці. Вплив ємності З з. при цьому залишалося незмінним.

Подальше поліпшення частотних характеристик підсилювачів можна досягти з допомогою ослаблення статичної ємності затвор - стік у вхідної ланцюга схеми.

Щоб зменшити вплив ємності між затвором і стоком, можна застосувати спосіб, аналогічний описаному вище зниження впливу ємності З з.і, тобто зменшити напругу сигналу на ємності. У схемі, що показана на рис. 14 б, вплив ємності З з.с знижено настільки, що вхідна ємність каскаду майже повністю визначається розташуванням деталей у схемі і ємністю монтажу.

Перший каскад на транзисторі T1 має мале навантаження в ланцюгу стоку і для сигналу, що знімається з витоку, є повторювачем. Вихідний сигнал подається на каскад із загальним колектором, у якому використовується біполярний транзистор.

Для зниження впливу ємності З з.с сигнал з вихідного каскаду (емітерного повторювача) подається через конденсатор С2 на стік транзистора T1 у фазі з вхідним сигналом. Для підвищення ефекту компенсації необхідно вжити заходів для збільшення коефіцієнта передачі першого каскаду. Це досягається подачею на резистор зміщення R3 сигналу з емітерного повторювача. У результаті напруга, що подається на стік, стає більше, а негативна зворотний зв'язок - дієвіше. Крім того, підвищення коефіцієнта передачі першого каскаду додатково зменшує вплив ємності З з.і.

Якщо використовувати перераховані методи зниження ємності затвора, то вхідна ємність, зазвичай, досить значна (у транзистора КП103 становить 20-25 пФ). В результаті вдається зменшити вхідну ємність до 0,4-1 пФ.

Історичний повторювач з динамічним навантаженням (За матеріалами Ю. І. Глушкова і В. Н. Семенова), охоплений стежить зворотним зв'язком на стік, зображений на рис. 14, ст. За допомогою такої схеми вдається виключити вплив статичного коефіцієнта посилення польового транзистора на коефіцієнт передачі витокового повторювача, а також зменшити ємність З з.с. Транзистор Т2 виконує роль генератора стабільного струму, задаючи струм у ланцюзі початку польового транзистора Т1. Транзистор Т3 є динамічним навантаженням в ланцюзі стоку польового транзистора змінному струму. Параметри джерельного повторювача:

ЕКОНОМІЧНІ УНЧ

Перед розробником інколи постає завдання створення економічних підсилювачів низької частоти, які працюють від низьковольтного джерела живлення. У таких підсилювачах можуть бути використані польові транзистори з малими напругою відсічення U отс і струмом насичення I с0; ці схеми мають безперечні переваги перед ламповими та схемами на біполярних транзисторах.

Вибір робочої точки в економічних підсилювачах на польових транзисторах визначається виходячи з умови отримання мінімальної потужності, що розсіюється. Для цього напруга зміщення U з.і вибирається майже рівним напрузі відсічення, при цьому струм стоку прагне нуля. Такий режим забезпечує мінімальний нагрівання транзистора, що призводить до малих струмів витоку затвора та високого вхідного опору. Необхідний коефіцієнт посилення при малих струмах стоку досягається збільшенням опору навантаження.

В економічних підсилювачах низької частоти широко застосовується схема каскаду, зображеного на рис. 10, б. У цій схемі напруга зміщення утворюється на опорі ланцюга витоку, що створює негативний зворотний зв'язок по струму, що стабілізує режим від впливу коливань температури і розкиду параметрів.

Можна запропонувати такий порядок розрахунку економічних каскадів УНЧ, виконаних за рис. 10, б.

1. Виходячи з умови отримання мінімальної розсіюваної потужності, вибираємо польовий транзистор з малими напругою відсічення U отс і струмом насичення I с0 .
2. Вибираємо робочу точку польового транзистора струмом I c (одиниці - десятки мікроампер).
3. Враховуючи, що при напрузі зсуву, близькому до напруги відсікання, струм стоку можна приблизно визначити за виразом

Rc ≈ U отс /R та (38)

опір у ланцюгу початку

Rі ≈ U отс /I і (39)

4. Виходячи з необхідного коефіцієнта посилення, знаходимо R н. Оскільки коефіцієнт посилення

(40)

те, нехтуючи шунтуючим дією диференціального опору сток-виток R i і підставляючи замість S її значення, отримане шляхом диференціювання виразу для струму стоку (40), отримуємо:

(41)

З останнього виразу знаходимо необхідний опір навантаження:

(42)

На цьому розрахунок підсилювача закінчується і в процесі регулювання лише уточнюються номінали резисторів R н та R і.

На рис. 15 наведено практичну схему економічного підсилювача низької частоти , що працює від ємнісного датчика (наприклад, від п'єзокерамічного гідрофону).

Завдяки малому струму усунення вихідного підсилювача, що складається з двох транзисторів Т2 і Т3, потужність розсіювання всього попереднього підсилювача становить 13 мкВт. Попередній підсилювач споживає струм 10 мкА при напрузі живлення 1,35.

Рис. 15. Принципова схема економічного підсилювача.

Вхідний опір попереднього підсилювача визначається опором резистора R1. Власне вхідним опором польового транзистора можна знехтувати, оскільки воно набагато більше опору резистора R1.

У режимі малих сигналів вхідний каскад попереднього підсилювача еквівалентний схемі із загальним витоком, у той час як ланцюги зміщення виконані як у схемі повторювача.

Використовуваний у цій схемі польовий транзистор повинен мати невелику напругу відсічки Uотс і малий струм стоку I с0 при напрузі затвора U з.і =0.

Провідність каналу польового транзистора T1 залежить від струму стоку, і оскільки останній незначний, то й провідність мала. Тому вихідний опір схеми із загальним джерелом визначається опором резистора R2. За даними вихідний опір підсилювача 4 кОм коефіцієнт посилення по напрузі дорівнює 5 (14 дБ).

КАСКАДИ УНЧ З ДИНАМІЧНИМ НАВАНТАЖЕННЯМ

Польові транзистори дозволяють легко реалізувати схеми підсилювачів низької частоти з динамічним навантаженням. У порівнянні з реостатним каскадом посилення, у якого опір навантаження постійно, підсилювач з динамічним навантаженням має більший коефіцієнт підсилення за напругою.

Принципова схема підсилювача з динамічним навантаженням наведено на рис. 16 а.

Як динамічний опір стокове навантаження польового транзистора Т1 використовується активний елемент - польовий транзистор Т2, внутрішній опір якого залежить від амплітуди сигналу на стоку транзистора Т1. Транзистор Т1 включений за схемою із загальним джерелом, а Т2 - за схемою із загальним стоком. По постійному струму обидва транзистори послідовно включені.

Рис. 16. Принципові схеми підсилювачів із динамічним навантаженням.

а - на двох ПТ; б - на ПТ та біполярному транзисторі; в – з мінімальною кількістю деталей.

Вхідний сигнал U вх подається на затвор польового транзистора Т1, а знімається з початку транзистора Т2.

Каскад посилення (рис. 16, а) може бути типовим при побудові багатокаскадних підсилювачів. При використанні польових транзисторів типу КП103Ж каскад має такі параметри:

Слід зазначити, що при використанні польових транзисторів з малою напругою відсікання можна отримати більший коефіцієнт посилення по напрузі, ніж при використанні польових транзисторів з більшою напругою відсікання. Це тим, що з ПТ з малою напругою відсічки внутрішній (динамічний) опір більше, ніж у ПТ з великою напругою відсічки.

Як динамічний опір можна використовувати і звичайний біполярний транзистор. При цьому коефіцієнт посилення по напрузі виходить навіть трохи вище, ніж при використанні динамічного навантаження польового транзистора (за рахунок більшого R i). Але в цьому випадку збільшується кількість деталей, необхідних для побудови посилення каскаду з динамічним навантаженням. Принципова схема такого каскаду зображено на рис. 16 б, причому параметри його близькі до параметрів попереднього підсилювача, зображеного на рис. 16 а.

Підсилювачі з динамічним навантаженням слід використовувати для отримання великого коефіцієнта посилення малошумливих УНЧ з низькою напругою живлення.

На рис. 16, зображений підсилювальний каскад з динамічним навантаженням, в якому число деталей зведено до мінімуму, причому ця схема забезпечує коефіцієнт посилення до 40 дБ при малому рівні шуму. Посилення напруги для цієї схеми можна виразити формулою

(43)

де S макс1 - крутість транзистора Т1; R i1 R i2 - динамічні опори транзисторів Т1 і Т2 відповідно.

УНЧ НА МІКРОСХЕМАХ

Мікросхема типу К2УЕ841 – одна з перших лінійних мікросхем, освоєних нашою промисловістю. Вона являє собою двокаскадний підсилювач з глибоким негативним зворотним зв'язком (повторювач), зібраний на польових транзисторах. Мікросхеми цього типу знайшли широке застосування як вхідних каскадів чутливих широкосмугових підсилювачів, як виносних каскадів при передачі сигналів через кабель, схемах активних фільтрів та інших схемах, що вимагають високий вхідний і малий вихідний опору і стабільний коефіцієнт передачі.

Принципова електрична схема такого підсилювача зображено на рис. 17 а; способи включення мікросхеми – на рис. 17, б, в, р.

Резистор R3 введений у схему захисту вихідного транзистора від перевантажень при коротких замиканнях на виході. Невеликим зменшенням зворотного зв'язку (на рис. 17, в R oс показано пунктиром) можна отримувати коефіцієнт передачі, що дорівнює одиниці або дещо більше.

Вхідний опір повторювачів можна значно збільшити (в 10-100 разів), якщо здійснити за допомогою конденсатора З зворотний зв'язок у ланцюг затвора (показано пунктиром на рис. 17, в). При цьому вхідний опір повторювача приблизно дорівнює:

R вх = R з / (1-К і),

де К і - коефіцієнт передачі повторювача.

Основні електричні параметри повторювача наступні:

Промисловістю освоєно випуск гібридних плівкових мікросхем серії К226, що є малошумщціе підсилювачі низької частоти з польовим транзистором на вході. Їхнє основне призначення - посилення слабких сигналів змінного струму від датчиків з високим внутрішнім опором.

Рис. 17. Мікросхема К24Е841.

а – принципова схема; б - схема з одним джерелом живлення напругою 12,6; в - схема із двома джерелами живлення напругою +-6,3 В; г - схема з одним джерелом живлення напругою -6,3 Ст.

Мікросхеми виконані на ситаловій підкладці за гібридноплівковою технологією із застосуванням польових та біполярних безкорпусних транзисторів.

Мікросхеми підсилювачів низької частоти поділяються на групи за коефіцієнтом посилення та рівнем шумів (табл. 1). Зовнішній виглядта габаритні розміри представлені на рис. 18.

Принципові електричні схеми підсилювачів наведено на рис. 19 а, б і 20 а, б, а їх схеми включення - на рис. 21 а, м. При включенні мікросхем за схемами рис. 21, а і вхідний опір підсилювачів дорівнює опору зовнішнього резистора R i . Для підвищення вхідного опору (до 30 МОм та більше) необхідно використовувати схеми рис. 21,6, р.

Таблиця 1

Рис. 18. Зовнішній вигляд та габаритні розміри мікросхем К2УС261-К2УС265.

Основні електричні параметри мікросхем К2УС261 та К2УС262:

Рис. 19. Принципові схеми підсилювачів.

а - К2УС261; б - К2УС262.

Рис. 20. Принципові схеми підсилювачів.

а - К2УС263; б – К2УС264 (усі діоди типу КД910Б).

Основні електричні параметри мікросхем К2УС263 та К2УС264:

Рис. 21. Схеми включення підсилювачів.

Рекомендації щодо застосування мікросхем.Частотна залежність і гранична частота за рівнем 0,7 В в області нижніх частот при досить великому постійному часі вхідного ланцюга визначається зовнішнім конденсатором фільтра негативного зворотного зв'язку С2 і опором резистора ланцюга зворотного зв'язку R о.з відповідно до співвідношення:

Пікові напруги на вході мікросхем К2УС261, К2УС262 не повинні перевищувати 1 для позитивної полярності і 3 для негативної; на вході мікросхем К2УС263, К.2УС264 - не більше 2 для позитивної полярності і не більше 1 - для негативної.

Опір витоку R1 для вхідного струмув діапазоні робочих температур -60 до +70 ° С не повинно перевищувати 3 МОм. У діапазоні нижчих максимальних температур або при зниженні вимог до значення вихідної напруги опір резистора R1 може бути збільшено з метою підвищення опір вхідного каскаду.

Струм витоку вхідного роздільного конденсатора С1 не повинен перевищувати 0,06 мкА.

Для збереження максимальної вихідної напруги струм витоку конденсатора С2 у діапазоні робочих температур не повинен перевищувати 20 мкА. Цій вимогі задовольняє конденсатор типу К52-1А ємністю 470 мкФ, струм витоку якого не перевищує при цих напругах 10 мкА.

ПРАКТИЧНІ СХЕМИ ПІДСИЛЮВАЧІВ НИЗЬКОЇ ЧАСТОТИ НА ПОЛЬОВИХ ТРАНЗИСТОРАХ

Зазвичай польові транзистори використовуються в підсилювачах спільно з біполярними транзисторами, але їх можна також застосовувати і як активні прилади в багатокаскадних підсилювачах звукової частоти з резистивно-ємнісним зв'язком. На рис. 22 наведено приклад використання польових транзисторів у схемі RC-підсилювача. Схема цього підсилювача використовувалася запису звукових сигналів моря. Сигнал на вхід підсилювача знімався з п'єзокерамічного гідрофону Г, а навантаження підсилювача служив кабель типу КВД4x1.5 довжиною 500 м.

Вхідний каскад підсилювача виконаний на польовому транзисторі типу КП103Ж із мінімальним коефіцієнтом шуму. Для цієї ж мети (зменшення шумів) два перші каскади живляться зниженою напругою, що отримується за допомогою параметричного стабілізатора Д1R8. Завдяки цим заходам рівень шумів, наведених до входу, у смузі частот 4 Гц-20 кГц становив 1,5-2 мкВ.

Для коригування частотної характеристики підсилювача в області вищих частот паралельно резисторам R6 і R10 можна підключити відповідні конденсатори, що коригують.

Для узгодження високого вихідного опору підсилювача з низькоомним навантаженням (кабелем) служить повторювач напруги на транзисторах Т4, Т5, що є двокаскадним підсилювачем з безпосереднім зв'язком. Для усунення шунтуючого дії резисторів зміщення R11, R12 вводиться позитивний зворотний по змінному струму через ланцюжок R13, С6. Розрахункове значення вихідного опору такого повторювача 10 Ом.

Для перевірки працездатності та коефіцієнта посилення підсилювача служить генератор калібрування, зібраний за схемою симетричного мультивібратора. Генератор калібрування видає прямокутні стабілізовані амплітудою за допомогою стабілітронів Д2-Д5 типу Д808 імпульси частотою 85 Гц, які в момент включення калібратора подаються через гідрофон на вхід підсилювача. За допомогою дільника напруги на резисторах R16, R17 амплітуда імпульсів встановлювалася рівною 1 мВ.

Незважаючи на простоту схеми підсилювача коефіцієнт підсилення змінюється незначно (близько 2%) при зміні навколишньої температури в діапазоні 0-40 ° С, причому коефіцієнт підсилення при кімнатній температурі 20 ° С дорівнював 150.

Рис. 22. Принципова схема гідроакустичного підсилювача.

Якщо ж вихідний опір першого каскаду на польовому транзистори вдається знизити настільки, що стає можливим застосування в наступних каскадах звичайних біполярних транзисторів, то використовувати для подальшого посилення польові транзистори не економічно. У цих випадках застосовуються підсилювачі, які використовують польові та біполярні транзистори.

На рис. 23 зображена принципова схема підсилювача низької частоти на польовому і біполярному транзисторах, що має близькі по відношенню до трикаскадного R-підсилювача на польових транзисторах (рис. 22) параметрами. Так, при коефіцієнті посилення, що дорівнює 150, частотної характеристики за рівнем 0,7 від 20 Гц до 100 кГц значення максимального вихідного неспотвореного сигналу на R н = 3 кОм дорівнює 2 В.

Польовий транзистор Т1 (рис. 23) включений за схемою із загальним джерелом, а біполярний - за схемою із загальним емітером. Для стабілізації робочих характеристик підсилювач охоплений негативним зворотним зв'язком постійного струму.

На рис. 24 зображена схема підсилювача низької частоти з безпосередніми зв'язками, розроблена В. Н. Семеновим та В. Г. Федоріним, призначеного для посилення слабких сигналів від джерел з високим вхідним опором. Підсилювач не містить розділових конденсаторів, тому його габарити можуть бути малими.

Параметри підсилювача такі:

Схема являє собою УПТ зі 100%-вим зворотним зв'язком по постійному струму; рахунок цього досягається мінімум дрейфу і стабільність режимів. Зворотний зв'язок постійного струму вводиться через фільтр нижніх частот, тому нижня гранична частота підсилювача визначається параметрами цього фільтра.

Для стабілізації коефіцієнта посилення використовується негативний зворотний на частоті сигналу глибиною близько 20 дБ. Посилення залежить від глибини зворотного зв'язку.

Рис. 23. Принципова схема УНЧ на польовому та біполярному транзисторах.

Рис. 24. Принципова схема УНЧ із безпосередніми зв'язками.

Застосування зворотних зв'язків робить підсилювач некритичним до зміни напруги живлення та розкидання параметрів транзисторів та всіх деталей, крім R10 та R11. До особливостей схеми можна віднести те, що транзистори Т3 і Т4 працюють з напругою U б.е, що дорівнює U к.е.

Високий вхідний опір підсилювача досягається завдяки застосуванню польових транзисторів. На нижніх частотах воно визначатиметься опором резистора R1, верхніх - вхідний ємністю схеми.

А.Г. Мілехін

Література:

1. Польові транзистори. Фізика, технологія та застосування. Пров. з англ. за ред. О. Майорова. М., "Радянське радіо", 1971.
2. Севін Л. Польові транзистори. М., «Радянське радіо», 1968.
3. Малін В. В., Сонін М. С. Параметри та властивості польових транзисторів. М., "Енергія", 1967.
4. Шервін В. Причини спотворень в підсилювачах на польових транзсторах. - "Електроніка", 1966, №25.
5. Даунс Р. Економічний попередній підсилювач. "Електроніка", 1972 №5.
6. Холзман Н. Усунення викидів за допомогою операційного підсилювача. "Електроніка", 1971 №3.
7. Гозлінг Ст. Застосування польових транзисторів. М., "Енергія". 1970.
8. Де Колд. Використання діодів для температурної стабілізації коефіцієнта посилення польового транзистора - «Електроніка», 1971 №12.
9. Гальперін М. В., Злобін Ю. В., Павлеїко В. А. Транзсторні підсилювачі постійного струму. М., "Енергія", 1972.
10. Технічний каталог «Нові прилади. Польові транзистори. гібридні інтегральні схеми». Вид. ЦНДІ "Електроніка", 74.
11. Топчилов Н. А. Гібридні лінійні мікросхеми з високоомним входом - «Електронна промисловість», 1973 №9.

Кінцеві каскади підсилювачів НЧ

Однотактні підсилювачі

Однотактні підсилювачі в лампових приймачах застосовуються при вихідній потужності трохи більше 4...5 Вт. При великих вихідних потужностях зазвичай використовуються двотактні підсилювачі.
Найбільш проста схема кінцевого каскаду – схема з безпосереднім включенням навантаження – наведена на рис.1 .

Рис.1

Для того, щоб головні телефони не знаходилися під високою напругою, їх часто включають так, як це показано на рис.1 пунктиром, а анодну ланцюг ставлять опір 4,7...10 кОм.
Найбільш поширеним навантаженням кінцевих каскадів радіомовних приймачів є електродинамічний гучномовець із опором звукової котушки 3...10 Ом. Такі гучномовці включають в анодні ланцюги кінцевих каскадів через вихідний трансформатор. В даний час розроблені електродинамічні гучномовці з опором 200...800 Ом, які можуть підключатися до підсилювача без вихідних трансформаторів.

Трансформатор дозволяє перетворювати як змінну напругу чи струм, а й величину опору між висновками його обмоток. Саме цим пояснюється таке широке застосування трансформаторів підсилювачах низької частоти.

Припустимо, для простоти міркувань, що коефіцієнт корисної дії трансформатора дорівнює 100%. Підключимо обмотку w1 понижуючого трансформатора Тр до генератора змінного струму, а до обмотки w2 підключимо опір навантаження 100 Ом (Рис.2) .

Рис.2

Якщо напруга генератора дорівнює 100, а коефіцієнт трансформації n, рівний відношенню числа витків обмоток n = w1/w2 = 2, то струм I2 через опір навантаження R2 і потужність P2 в навантаженні будуть рівні:

I2 = U2/R2 = 50 В/100 Ом = 0,5 А
P2 = U2 I2 = 50 В х 0,5 А = 25 Вт.

Оскільки коефіцієнт корисної дії трансформатора дорівнює 100%, то потужність навантаження дорівнює потужності, яку трансформатор споживає від генератора, тобто P1 = 25 Вт. Тік же в ланцюзі генератора та обмотки w1 дорівнює:

I1 = P1/U1 = 25 Вт/100 В = 0,25 А.

Опір обмотки w1 для генераторів дорівнює:

R1 = U1/I1 = 100 В/0,25 А = 400 Ом.

Отже, опір R1 вийшло вчетверо більше, ніж R2. Якщо ми повторимо розрахунок для n = 3, то отримаємо, що R1 буде у 9 разів більшим за R2 і т.д. Тому можна написати:

(1)

Таким чином, якщо до однієї з обмоток трансформатора підключено опір R2, то опір іншої обмотки для генератора змінного струму виявляється у n у квадраті разів більше.

Якщо трансформатор знижуючий, то більше одиниці і опір R1 виходить більше опору R2. Для підвищує трансформатора n менше одиниці і як видно з формули (1) опір R1 виходить менше опору R2. Так як опір R1 залежить тільки від величини опору R2, то прийнято говорити, що R1 це опір, наведений або перерахований до первинної обмотки.

Використовуючи трансформатори з різними коефіцієнтамитрансформації можна одержати наведений опір як більше, так і менше R2.

на рис.3 показано найбільш поширену схему однотактного кінцевого каскаду на променевому тетроді (або пентаді).

Рис.3

Навантаженням лампи є опір гучномовця Гр, перерахований у первинну обмотку w1 (але не опір обмотки w1!). Як ми вже вказували, опір звукової котушки електродинамічних динаміків не перевищує 5...10 Ом. Більшість електронних ламп, призначених для роботи в кінцевих каскадах підсилювачів низької частоти, віддає максимальну потужність при величинах опору навантаження Ra 2,5...10 кОм.

Перетворення низькоомного опору гучномовця R2p у високоомний опір навантаження Ra здійснюється за допомогою вихідного трансформатора.

Неважко переконатися, що трансформатор може бути знижуючим, а коефіцієнт трансформації його можна знайти з формули (1). Для реальних трансформаторів коефіцієнт корисної дії менший за 100%.

(2)

Необхідне число витків вторинної обмотки w2 в залежності від опору звукової котушки гучномовця знаходимо за формулою:

де w1 - число витків первинної обмотки, вказане в табл.1.

Таблиця 1

* Пентодна частина лампи.
** Величина вихідної потужності вказана з урахуванням втрат у вихідному трансформаторі.

У більшості схем кінцевих каскадів на променевих тетродах або пентодах паралельно до первинної обмотки включають конденсатор Сш. Іноді конденсатор СШ включають між анодом лампи та землею. Як відомо, опір звукової котушки електродинамічного гучномовця значною мірою залежить від частоти та змінюється з частотою так, як це показано на рис.4.

Рис.4

Приблизно за таким самим законом змінюється з частотою і приведений до первинної обмотки опір, тобто опір навантаження кінцевої лампи. Зміна опору навантаження лампи призводить до збільшення коефіцієнта нелінійних спотворень.

Опір конденсатора, як відомо, зменшується із збільшенням частоти. Тому паралельно первинній обмотці вихідного трансформатора включають конденсатор СШ для того, щоб опір навантаження лампи в межах посиленої смуги частот залишалося постійним. Місткість конденсатора Сш вибирають у межах від 3000 пФ до 10000 пФ. Робоча напруга конденсатора СШ повинна бути в 2...3 рази більша за напругу джерела анодного живлення.

Типові значення опорів у ланцюгу катодів для кінцевих ламп та рекомендовані режими кінцевих ламп наведені в табл. 1 . Для ламп 6П1П, 6П6С номінальна потужність цього опору має бути не менше 1 Вт, а для ламп 6П14П та 6П18П - не менше 0,5 Вт. Бажано застосовувати опори з допуском +/- 5%. Конденсатор Ск, що блокує опір автоматичного зміщення, повинен мати ємність не менше ніж 10 мкФ для лампи 6П14П і не менше ніж 5 мкФ для інших ламп.

Для стійкої роботи кінцевих ламп опір Rc в ланцюзі сітки, що управляє, не повинен перевищувати 1 МОм.

Ультралінійний підсилювач

Основна відмінність ультралінійного підсилювача ( рис.5 ) від звичайного полягає в тому, що сітка лампи, що екранує, приєднується не до плюсу джерела живлення, а до частини витків первинної обмотки вихідного трансформатора.

Рис.5

Постійна напруга на сітках для схем. рис.3 і рис.5 приблизно однаково. Однак у схемі ультралінійного підсилювача на сітку лампи надходить і змінна вихідна напруга, що знімається з частини первинної обмотки між висновками 1-2. При правильному виборірежиму лампи нелінійні спотворення в кінцевому каскаді різко знижуються, а вихідна потужність та посилення зменшуються незначно.

Частотна характеристика підсилювача з трансформатором визначається в основному індуктивністю первинної обмотки L1 та індуктивністю розсіювання між первинною та вторинною обмотками трансформатора.
Індуктивність первинної обмотки вихідного трансформатора вибирають такий, щоб індуктивний опір цієї обмотки було більше перерахованого в первинну обмотку опору гучномовця. Це легко виконується на середніх звукових частотах, на яких частотна характеристика каскаду виходить рівномірною ( рис.6 ).

Рис.6

Як відомо, зі зниженням частоти індуктивний опір обмотки зменшується, і тому воно шунтуватиме опір навантаження. А зменшення опору навантаження знижує посилення нижчих частотах. Чим менша індуктивність первинної обмотки L1 вихідного трансформатора, тим на більш високих частотах починається завал частотної характеристики підсилювача (пунктирна крива на рис.6 ).

У реальних вихідних трансформаторів внаслідок розсіювання частина магнітних силових ліній, створюваних змінним струмом, що проходить через первинну обмотку, замикається, минаючи витки вторинної обмотки. Це так званий потік розсіювання, який не створює змінної напруги на вторинній обмотці. На нижчих та середніх частотах це зменшення незначно, але на найвищих частотах напруга на навантаженні різко зменшується.

Умовно дію потоку розсіювання можна уявити як деяку невелику індуктивність, так звану індуктивність розсіювання Ls, включену послідовно з первинною обмоткою вихідного трансформатора. На нижчих та середніх частотах величина опору індуктивності розсіювання багато менше значенняперерахованого опору навантаження. На найвищих частотах цей опір зростає і зменшує змінну напругу на первинній, а отже, і на вторинній обмотці. Чим більший потік розсіювання, тим більша індуктивність розсіювання і тим гірша частотна характеристика підсилювача на вищих частотах (пунктирна лінія на рис.6 ).

Зменшення індуктивності розсіювання досягається ретельним виготовленням вихідного трансформатора та спеціальним виконанням обмоток. У найпростішому випадку спочатку намотується половина витків первинної обмотки, потім вторинна і поверх неї решта виток первинної обмотки. Частини первинної обмотки з'єднуються послідовно, тобто кінець першої половини із початком другої.

В однотактних вихідних каскадах на лампах через первинну обмотку вихідного трансформатора завжди протікає постійний струм, який намагнічує сердечник трансформатора. Це призводить до двох неприємних явищ.

По-перше, зменшується вихідна неспотворена потужність підсилювача. Тому при одній і тій же неспотвореній потужності трансформатор, який працює з постійним підмагнічуванням, повинен мати великі розміриніж трансформатор без підмагнічування.

По-друге, намагнічування сердечника постійним струмом викликає зменшення магнітної проникності матеріалу сердечника. Це знижує індуктивність первинної обмотки вихідного трансформатора, що призводить до зменшення посилення каскаду на найнижчих частотах, тобто до появи частотних спотворень.

Для ослаблення впливу постійного підмагнічування сердечник слід збирати із зазором 0,1...0,2 мм між Ш-подібними пластинами та перемичками. У цей зазор укладається паперова прокладка завтовшки 0,1...0,15 мм.

Двотактні підсилювачі

Принципова схема двотактного підсилювача на тріодах наведена на рис.7 .

Рис.7

Зі схеми видно, що постійна складова анодного струму кожної лампи протікає через половину первинної обмотки вихідного трансформатора. Напрямок струму в половинах обмоток протилежно і тому результуюче магнітне поле в осерді виявляється рівним різниці полів, створюваних струмом кожної лампи. При рівності числа витків половин обмотки та анодних струмів ламп магнітні полякомпенсують один одного і результуюче магнітне поле в осерді виявляється рівним нулю. Це одна з важливих переваг двотактної схеми.

Відсутність намагнічування сердечника постійним струмом – постійного підмагнічування – дозволяє вибирати сердечник менших розмірів, ніж для однотактної в підсилювачах з однаковою вихідною потужністю. Крім того, відпадає необхідність у зазорі в осерді.

На сітки ламп Л1 і Л2 подаються (зазвичай з фазоінвертора) два однакових по амплітуді, але протилежних фазі напруги. Тому анодні струми ламп також змінюються протифазі, тобто коли анодний струм однієї лампи збільшується, анодний струм другої лампи зменшується ( рис.8 ).

Рис.8

Але оскільки половини первинної обмотки вихідного трансформатора включені зустрічно, то змінне магнітне поле в осерді виявляється пропорційним арифметичній сумі анодних струмів ( рис.8 в ). Тому напруга на вторинній обмотці вихідного трансформатора буде вдвічі більша за напругу, яка була б при роботі однієї лампи.

Якщо кожна з ламп двотактної схеми розвиває вихідну потужність Рвих, то загальна вихідна потужність двотактної схеми дорівнюватиме 2Рвих. Таку ж потужність ми могли б отримати, якби включили дві лампи паралельно в однотактній схемі, проте двотактна схема має цілу низку переваг, найважливішими з яких є відсутність постійного підмагнічування сердечника вихідного трансформатора; менші нелінійні спотворення з допомогою відсутності парних гармонік.

Підсилювальні каскади можуть працювати у кількох режимах, у тому числі в підсилювачах НЧ використовуються режими класу А, У, АВ, АВ1, АВ2.

Режим класу А.Напруга зміщення на сітках ламп - робоча точка - підсилювача класу А вибирається так, щоб змінна напруга сигналу на сітках ламп не виходила за межі прямолінійної ділянки сіткової характеристики лампи ( рис.9а ).

Рис.9а

Показники підсилювачів у режимі класу А: малі нелінійні спотворення; Анодний струм спокою лампи більший за змінну складову анодного струму, внаслідок чого коефіцієнт корисної дії невеликий і становить 30...40%.

Режим класу Ст.У режимі класу В робоча точка вибирається на нижньому згині сіткової характеристики ламп ( рис.9б ). При цьому анодний струм спокою лампи близький до нуля, тому через лампу протікає анодний струм лише при позитивних напівхвилях вхідної напруги. Режим класу застосуємо лише у двотактних схемах. У цих схемах лампи у плечах працюють по черзі: під час одного напівперіоду вхідної напруги анодний струм проходить через одну лампу, а під час іншого напівперіоду – через іншу лампу.
Перевагою режиму класу є його високий к.п.д. - До 60 ... 75%. Слід мати на увазі, що для підсилювачів режиму не можна створювати зміщення на сітки ламп за допомогою опорів в ланцюгу катода.

Рис.9б

Режим класу АВ.Режим класу АВ займає проміжне положення між режимами А і В. Напруга зміщення на сітці, що управляє, вибирають менше, ніж в підсилювачі класу В, але більше, ніж в підсилювачі класу А ( рис.9в ). Внаслідок цього посилення слабких сигналів у цьому режимі відбувається у класі А, а сильних - у класі В. Нелінійні спотворення в підсилювачі режиму АВ трохи вище спотворень у режимі А, а к.п.д. значно більше, особливо при великих амплітудах сигналу, що посилюється. Режим АВ використовується лише у двотактних підсилювачах.

Рис.9в

Підсилювачі режиму АВ поділяються на дві групи: АВ1, у якому сіткові струми відсутні, і АВ2, у якому робота відбувається із сіточними струмами. Вище ми говорили про різні режими для підсилювачів на електронних лампах, проте все сказане цілком стосується і транзисторних підсилювачів.

Підсилювач електричних сигналів - це електронне пристрій, призначений збільшення потужності, напруги чи струму сигналу, підведеного до його входу, без істотного спотворення його форми. Електричними сигналами можуть бути гармонійні коливання ЕРС, струму чи потужності, сигнали прямокутної, трикутної чи іншої форми. Частота та форма коливань є суттєвими факторами, що визначають тип підсилювача. Оскільки потужність сигналу на виході підсилювача більша, ніж на вході, то за законом збереження енергії підсилювальний пристрійповинно включати джерело харчування. Т.ч., енергія для роботи підсилювача та навантаження підводиться від джерела живлення. Тоді узагальнену структурну схему підсилювального пристрою можна зобразити, як показано на рис. 1.

1. Узагальнена структурна схема підсилювача.

Електричні коливання надходять від джерела сигналу на вхід підсилювача , до виходу якого приєднано навантаження, енергія для роботи підсилювача та навантаження підводиться від джерела живлення. Від джерела живлення підсилювач відбирає потужність Ро - необхідну посилення вхідного сигналу. Джерело сигналу забезпечує потужність на вході підсилювача Р вх Вихідна потужність Р вих виділяється на активній частині навантаження. У підсилювачі для потужностей виконується нерівність: Р вх < Р вих< Ро . Отже, підсилювач- це керований вхідним сигналом перетворюваченергії джерела живлення в енергію вихідного сигналу Перетворення енергії здійснюється за допомогою підсилювальних елементів (УЕ): біполярних транзисторів, транзисторів польових, електронних ламп, інтегральних мікросхем (ІМС). варикапів та інших.

Найпростіший підсилювач містить один підсилювальний елемент. У більшості випадків одного елемента недостатньо і в підсилювачі застосовують кілька активних елементів, які з'єднують за ступінчастою схемою: коливання, посилені першим елементом, надходять на вхід другого, потім третього і т. д. Частина підсилювача, що становить один ступінь посилення, називаєтьсякаскадом. Підсилювач складається зактивних та пасивнихелементів : до активним елементамвідносяться транзистори, ел. мікросхеми та інші нелінійні елементи, що мають властивість змінювати електропровідність між вихідними електродами під впливом керуючого сигналу на вхідних електродах.Пасивними елементамиє резистори, конденсатори, котушки індуктивності та інші елементи, що формують необхідний розмах коливань, фазові зрушення та інші параметри посилення.Таким чином, кожен каскад підсилювача складається з мінімально необхідного набору активних та пасивних елементів.

Структурна схема типового багатокаскадного підсилювача наведено на рис. 2.

2. Схема багатокаскадного підсилювача.

Вхідний каскад і попередній підсилювачпризначені для посилення сигналу значення, необхідного для подачі на вхід підсилювача потужності (вихідного каскаду). Кількість каскадів попереднього посилення визначається необхідним посиленням. Вхідний каскад забезпечує, у разі потреби, узгодження з джерелом сигналу, шумові параметри підсилювача та необхідні регулювання.

Вихідний каскад (каскад посилення потужності) призначений для віддачі в навантаження заданої потужності сигналу при мінімальних спотвореннях його форми та максимальному ККД.

Джерелами посилюваних сигналів можуть бути мікрофони, що зчитують головки магнітних та лазерних накопичувачів інформації, різні перетворювачі неелектричних параметрів електричні.

Навантаженням є гучномовці, електричні двигуни, сигнальні лампи, нагрівачі і т.д. Джерела живленнявиробляють енергію із заданими параметрами - номінальними значеннями напруг, струмів та потужності. Енергія витрачається в колекторних та базових ланцюгах транзисторів, у ланцюгах розжарення та анодних ланцюгах ламп; використовується для підтримки заданих режимів роботи елементів підсилювача та навантаження. Нерідко енергія джерел живлення потрібна й у перетворювачів вхідних сигналів.

Класифікація підсилювальних пристроїв.

Підсилювальні пристрої класифікують за різними ознаками.

за виду посилених електричних сигналів підсилювачі поділяють на підсилювачі гармонійних (безперервних) сигналів та підсилювачі імпульсних сигналів.

По ширині смуги пропускання і абсолютним значенням частот підсилювачі поділяються на наступні типи:

- Підсилювачі постійного струму (УПТ)призначені для посилення сигналів у межах від нижчої частоти = 0 до верхньої робочої частоти. УПТ посилює як змінні складові сигналу, і його постійну складову. УПТ широко застосовуються у пристроях автоматики та обчислювальної техніки.

- Підсилювачі напруги, у свою чергу поділяються на підсилювачі низької, високої та понад високої частоти.

По ширині смуги пропускання посилюваних частот розрізняють:

- виборчі підсилювачі (підсилювачі високої частоти - УВЧ), для яких справді відношення частот /1 ;

- широкосмугові підсилювачі з великим діапазоном частот, для яких відношення частот />>1 (наприклад УНЧ – підсилювач низької частоти).

- Підсилювачі потужності - кінцевий каскад УНЧ із трансформаторною розв'язкою. Для того, щоб потужність була максимальною R вн. до= R н,тобто. опір навантаження має дорівнювати внутрішньому опору колекторного ланцюга ключового елемента (транзистора).

за конструктивному виконанню підсилювачі можна підрозділити на великі групи: підсилювачі, виконані з допомогою дискретної технології, тобто способом навісного чи друкованого монтажу, і підсилювачі, виконані з допомогою інтегральної технології. В даний час як активні елементи широко використовуються аналогові інтегральні мікросхеми (ІМС).

Показники роботи підсилювачів.

До показників роботи підсилювачів відносяться вхідні та вихідні дані, коефіцієнт посилення, діапазон частот, коефіцієнт спотворень, ККД та інші параметри, що характеризують його якісні та експлуатаційні властивості.

До вхідним даними відносяться номінальне значення вхідного сигналу (напруги Uвх= U 1 , струму Iвх= I 1 або потужності Pвх= P 1 ), вхідний опір, вхідна ємність чи індуктивність; ними визначається придатність підсилювача для конкретних практичних застосувань. Вхідне зіопірRвху порівнянні з опором джерела сигналу Rівизначає тип підсилювача; залежно від їх співвідношення розрізняють підсилювачі напруги (при Rвх >> Rі), підсилювачі струму (при Rвх << Rі) або підсилювачі потужності (при Rвх = Rі). Вхідна ємкісткаЗ вх, будучи реактивною компонентою опору, істотно впливає на ширину робочого діапазону частот.

Вихідні дані - це номінальні значення вихідної напруги U вих = U 2, струму I вих = I 2, вихідний потужності P вих = P 2та вихідного опору. Вихідний опір має бути значно меншим, ніж опір навантаження. І вхідний та вихідний опори можуть бути активними або мати реактивну складову (індуктивну або ємнісну). У загальному випадку кожне з них дорівнює повному опору Z, що містить як активну, так і реактивну складові

Коефіцієнтом посилення називається відношення вихідного параметра до вхідного. Розрізняють коефіцієнти посилення за напругоюK u= U 2/ U 1 , за струмом K i= I 2/ I 1 та потужності K p= P 2/ P 1 .

Характеристики підсилювача

Характеристики підсилювача відображають його здатність посилювати з певним ступенем точності сигнали різної частоти та форми. До найважливіших характеристик належать амплітудна, амплітудно-частотна, фазо-частотна та перехідна.

Рис. 3. Амплітудна характеристика.

Амплітудна характеристика є залежність амплітуди вихідної напруги від амплітуди подається на вхід гармонійного коливання певної частоти (рис. 3.). Вхідний сигнал змінюється від мінімального до максимального значення, причому рівень мінімального значення повинен перевищувати рівень внутрішніх перешкод Uп , що створюються самим підсилювачем. В ідеальному підсилювачі (підсилювачі без перешкод) амплітуда вихідного сигналу пропорційна амплітуді вхідного U вих= K*Uвх та амплітудна характеристика має вигляд прямої лінії, що проходить через початок координат. У реальних підсилювачах позбутися перешкод не вдається, тому його амплітудна характеристика відрізняється від прямої.

Рис. 4. Амплітудно-частотна характеристика.

Амплітудно-і фазо-частотна Показники відбивають залежність коефіцієнта посилення від частоти. З-за присутності в підсилювачі реактивних елементів сигнали різних частот посилюються неоднаково, а вихідні сигнали зсуваються щодо вхідних різних кути. Амплітудно-частотна Характеристика як залежності представлена ​​малюнку 4.

Робочим діапазоном частот підсилювача називають інтервал частот, в межах якого модуль коефіцієнта K залишається постійним або змінюється у заздалегідь заданих межах.

Фазо-частотний характеристикою називається частотна залежність кута зсуву фази вихідного сигналу стосовно фази вхідного.

Зворотні зв'язки у підсилювачах.

Зворотним зв'язком (ОС) називають зв'язок між електричними ланцюгами, за допомогою якої енергія сигналу передається з ланцюга з більш високим рівнем сигналу в ланцюг з нижчим його рівнем: наприклад, вихідного ланцюга підсилювача у вхідну або з наступних каскадів у попередні. Структурна схема підсилювача із зворотним зв'язком зображена малюнку 5.

Рис. 5. Структурна (ліворуч) та принципова схема з негативною ОС по струму (праворуч).

Передача сигналу з виходу на вхід підсилювача здійснюється за допомогою чотириполюсника Ст.Чотирьохполюсник зворотного зв'язку є зовнішнім електричним ланцюгом, що складається з пасивних або активних, лінійних або нелінійних елементів. Якщо зворотний зв'язок охоплює весь підсилювач, то зворотний зв'язок називається загальної:якщо зворотний зв'язок охоплює окремі каскади або частини підсилювача, називається місцевої.Таким чином, на малюнку представлена ​​структурна схема підсилювача із загальним зворотним зв'язком.

Модель підсилювального каскаду.

Підсилювач ний каскад - конструктивна ланка підсилювача містить один або більше активних (підсилювальних) елементів і набір пасивних елементів. Насправді, для більшої наочності, складні процеси досліджують на простих моделях.

Один із варіантів транзисторного каскаду для посилення змінного струму наведено на малюнку зліва. Транзистор V1 р-п-ртипу включений за схемою із загальним емітером. Вхідна напруга база - емітер створюється джерелом з ЕРС Е c та внутрішнім опором R c джерела. У ланцюзі бази встановлені резистори R 1 і R 2 . Колектор транзистора з'єднаний з негативним затискачем джерела E до через резистори Rдоі Rф. Вихідний сигнал знімається з висновків колектора та емітера та через конденсатор З 2 надходить у навантаження Rн. Конденсатор Сф спільно з резистором Rф утворює RС -ланка фільтра ( позитивний зворотний зв'язок - ПІС), який потрібно, зокрема, для згладжування пульсацій напруги живлення (при малопотужному джерелі E доз великим внутрішнім опором). Також, для більшої стабільності пристрою, в ланцюг емітера транзистора V1 (негативний зворотний зв'язок - ООС) можна додатково включити RC -фільтр, який буде перешкоджати передачі частини вихідного сигналу назад на вхід підсилювача. Таким чином, можна уникнути ефекту самозбудження пристрою. Зазвичай штучно створена зовнішня ООС дозволяє досягти хороших параметрів підсилювача, однак це справедливо в загальному випадку тільки для посилення постійного струму або низьких частот.

Схема підсилювача низької частоти біполярному транзисторі.

Підсилювальний каскад на біполярному транзисторі, включеному за схемою з ОЕ, є одним із найпоширеніших асиметричних підсилювачів. Принципова схема такого каскаду, виконана на дискретних елементах, зображено нижче.

У цій схемі резистор Rк , включений в головний ланцюг транзистора, служить обмеження колекторного струму, і навіть забезпечення необхідного коефіцієнта посилення. За допомогою дільника напруги R1R2 задається початкова напруга усунення з урахуванням транзистора VT, необхідне режиму посилення класу А.

Ланцюг Ресе виконує функцію емітерної термостабілізації точки спокою; конденсатори З 1 і С2 є роздільними для постійної та змінної складових струму. Конденсатор Се шунтує резистор Ре за змінним струмом, оскільки ємність Се значною.

При подачі на вхід підсилювача напруги сигналу незмінної амплітуди при різних частотах вихідна напруга в залежності від частоти сигналу змінюватиметься, оскільки опір конденсаторів C1 , C2 на різних частотах по-різному.

Залежність коефіцієнта посилення від частоти сигналу одержала назву амплітудно-частотної Показники підсилювача (АЧХ).

Підсилювачі низької частоти найбільш широко застосовуються для посилення сигналів, що несуть звукову інформацію, в цих випадках вони називаються також підсилювачами звукової частоти, крім цього УНЧ використовуються для посилення інформаційного сигналу в різних сферах: вимірювальної техніки і дефектоскопії; автоматики, телемеханіки та аналогової обчислювальної техніки; у інших галузях електроніки. Підсилювач звукових частот зазвичай складається з попереднього підсилювача і підсилювача потужності (Розум). Попередній підсилювач призначений для підвищення потужності і напруги та доведення їх до величин, потрібних для роботи кінцевого підсилювача потужності, часто включає регулятори гучності, тембру або еквалайзер, іноді може бути конструктивно виконаний як окремий пристрій.

Підсилювач потужності повинен віддавати в коло навантаження (споживача) задану потужність електричних коливань. Його навантаженням можуть бути випромінювачі звуку: акустичні системи (колонки), навушники (головні телефони); радіотрансляційна мережа чи модулятор радіопередавача. Підсилювач низьких частот є невід'ємною частиною всієї звуковідтворювальної, звукозаписної та радіотранслюючої апаратури.

Аналіз роботи каскаду підсилювача здійснюють за допомогою еквівалентної схеми (на рис. нижче), в якій транзистор замінений Т-подібною схемою заміщення.

У цій еквівалентній схемі всі фізичні процеси, що відбуваються в транзисторі, враховуються за допомогою малосигнальних Н-параметрів транзистора, наведених нижче.

Для живлення підсилювачів використовуються джерела напруги з малим внутрішнім опором, тому можна вважати, що до вхідного сигналу резистори R1 і R2 включені паралельно і їх можна замінити одним еквівалентним Rб = R1R2/(R1+R2) .

Важливим критерієм вибору номіналів резисторів Rе, R1 і R2 є забезпечення температурної стабільності статичного режиму транзистора. Значна залежність параметрів транзистора від температури призводить до некерованої зміни колекторного струму. Iк , внаслідок чого можуть виникнути нелінійні спотворення сигналів, що посилюються. Для досягнення найкращої температурної стабілізації режиму треба збільшувати опір Ре . Однак це призводить до необхідності підвищувати напругу живлення Е і збільшує споживану від нього потужність. При зменшенні опорів резисторів R1 і R2 також зростає споживана потужність, що знижує економічність схеми та зменшується вхідний опір підсилювального каскаду.

Підсилювач постійного струму в інтегральному виконанні.

Підсилювач (ОУ) в інтегральному виконанні є найпоширенішою універсальною мікросхемою (ІМС). ОУ – це пристрій із високостабільними якісними показниками, які дозволяють проводити обробку аналогових сигналів за алгоритмом, що задається за допомогою зовнішніх ланцюгів.

Операційний підсилювач (УУ) - уніфікований багатокаскадний підсилювач постійного струму (УПТ), що відповідає наступним вимогам до електричних параметрів:

· Коефіцієнт посилення по напрузі прагне до нескінченності;

· Вхідний опір прагне до нескінченності;

· Вихідний опір прагне до нуля;

· Якщо вхідна напруга дорівнює нулю, то вихідна напруга також дорівнює нулю Uвх = 0, Uвих = 0;

· нескінченна смуга посилюваних частот.

ОУ має два входи, що інвертує і неінвертує, а також один вихід. Вхід та вихід УПТ виконують з урахуванням виду джерела сигналу та зовнішнього навантаження (несиметричні, симетричні) та величин їх опорів. У багатьох випадках в УПТ, як і в підсилювачах змінного струму, забезпечують великий вхідний опір, щоб зменшити вплив УПТ на джерело сигналу, і малий вихідний опір, щоб зменшити вплив навантаження вихідного сигналу УПТ.

На малюнку 1 наведена схема підсилювача, що інвертує, на малюнку 2 неінвертуючого. У цьому випадку коефіцієнт посилення дорівнює:

Для інвертуючого Кіо = Rос / R1

Для неінвертованого Кноу = 1 + Rос / R1

Підсилювач, що інвертує, охоплений ООС паралельною за напругою, що викликає зменшення Rвхоу і Rвыхоу. Неінвертуючий підсилювач охоплений ООС послідовною за напругою, що забезпечує збільшення Rвхоу та зменшення Rвихоу. За підсумками цих ОУ можна побудувати різні схеми для аналогової обробки сигналів.

До УПТ пред'являються високі вимоги щодо найменшого та високого вхідного опору. Мимовільна зміна вихідної напруги УПТ при незмінному напрузі вхідного сигналу називається дрейфом підсилювача . Причинами дрейфу є нестабільність напруг живлення схеми, температурна та тимчасова нестабільність параметрів транзисторів та резисторів. Цим вимогам задовольняє ОУ, в якому перший каскад зібраний за диференціальною схемою, який пригнічує всі синфазні перешкоди та забезпечує високий вхідний опір. Цей каскад може бути зібраний на польових транзисторах і складових транзисторах, де в ланцюзі емітерів (витоків) підключений ГСТ (генератор стабільного струму), що посилює придушення синфазних перешкод. Для підвищення вхідного опору застосовують глибоку послідовну ООС і високу колекторну навантаження (у разі Jвхоу прагне нулю).

Підсилювачі постійного струму призначені для посилення сигналів, що повільно змінюються в часі, тобто сигналів, еквівалентна частота яких наближається до нуля. Тому УПТ повинні мати амплітудно-частотною характеристикою у вигляді, зображеній малюнку зліва. Оскільки коефіцієнт посилення ОУ дуже великий, то використання його як підсилювача можливе лише при охопленні його глибоким негативним зворотним зв'язком (при відсутності ООС навіть вкрай малий сигнал "шуму" на вході ОУ дасть на виході ОУ напругу, близьку до напруги насичення).

Історія операційного підсилювача пов'язана з тим, що підсилювачі постійного струму використовувалися в аналоговій обчислювальній техніці для реалізації різних математичних операцій, наприклад підсумовування, інтегрування та ін. .

Підсилювачі потужності.

Що ж уявляє собою підсилювач потужності- Далі, для стислості будемо називати його РОЗУМ? Виходячи з вищевикладеного, структурну схему підсилювача можна умовно поділити на три частини:

• Вхідний каскад
• Проміжний каскад
• Вихідний каскад (підсилювач потужності)

Всі ці три частини виконують одне завдання – збільшити потужність вихідного сигналу без зміни його форми до такого рівня, щоб можна було розкачати навантаження з низьким опором – динамічну голівку чи навушники.

Бувають трансформаторніі безтрансформаторнісхеми РОЗУМ.

1. Трансформаторні підсилювачі потужності

Розглянемо однотактний трансформаторнийРОЗУМ, В якому транзистор включений за схемою з ОЕ (рис. зліва).

Трансформатори ТР1 і ТР2 призначені для узгодження навантаження та вихідного опору підсилювача та вхідного опору підсилювача з опором джерела вхідного сигналу відповідно. Елементи R і D забезпечують початковий режим роботи транзистора, а Збільшує змінну складову, що надходить на транзистор Т.

Оскільки трансформатор небажаним елементом підсилювачів потужності, т.к. має великі габарити і вага, відносно складний у виготовленні, то в даний час найбільшого поширення набули безтрансформаторніпідсилювачі потужності.

2. Безтрансформаторні підсилювачі потужності.

Розглянемо двотактний РОЗУМна біполярних транзисторах із різним типом провідності. Як зазначалося вище, необхідно збільшити потужність вихідного сигналу без зміни його форми. Для цього береться постійний струм живлення РОЗУМ і перетворюється на змінний, але так, що форма сигналу на виході повторює форму вхідного сигналу, як показано на малюнку нижче:

Якщо транзистори мають досить високе значення крутизни, то можливе побудова схем, що працюють на навантаження величиною одиниці Ом без використання трансформаторів. Харчується такий підсилювач від двополярного джерела живлення із заземленою середньою точкою, хоча можлива побудова схем для однополярного живлення.

Принципова схема комплементарного емітерного повторювача - підсилювача з додатковою симетрією - наведено малюнку зліва. При однаковому вхідному сигналі через транзистор n-p-n-типу протікає струм під час позитивних напівперіодів. Коли ж вхідна напруга негативна, струм буде текти через транзистор p-n-p-типу. Об'єднуючи емітери обох транзисторів, навантажуючи їх загальним навантаженням і подаючи той самий сигнал на об'єднані бази, отримуємо двотактний каскад посилення потужності.

Розглянемо докладніше включення та роботу транзисторів. Транзистори підсилювача працюють у режимі класу У. У цій схемі транзистори повинні бути абсолютно однакові за своїми параметрами, але протилежні за планарною структурою. При надходженні на вхід підсилювача позитивної напівхвилі напруги Uвх транзистор Т1 працює в режимі посилення, а транзистор Т2 - у режимі відсічення. При надходженні негативної напівхвилі транзистори змінюються ролями. Так як напруга між базою та емітером відкритого транзистора мало (близько 0,7 В), напруга Uвих близько до напруги Uвх . Однак вихідна напруга виявляється спотвореною через вплив нелінійності вхідних характеристик транзисторів. Проблема нелінійних спотворень вирішується подачею початкового зміщення на базові ланцюги, що переводить каскад режим АВ.

Для підсилювача, що розглядається, максимально можлива амплітуда напруги на навантаженні Um дорівнює E . Тому максимально можлива потужність навантаження визначається виразом

Можна показати, що при максимальній потужності навантаження підсилювач споживає від джерел живлення потужність, що визначається виразом

Виходячи з вищесказаного, отримуємо максимально можливий коефіцієнт корисної дії РОЗУМ: n max = P н.max/ P потр.max = 0,78.

Вихідні каскади на базі "двійок"

Як джерело сигналу будемо використовувати генератор змінного струму з вихідним опором, що перебудовується (від 100 Ом до 10,1 кОм) з кроком 2 кОм (рис. 3). Таким чином, при випробуваннях ВК при максимальному вихідному опорі генератора (10,1 кОм) ми якоюсь мірою наблизим режим роботи випробуваних ВК до схеми з розімкнутою ООС, а в іншому (100 Ом) - до схеми із замкненою ООС.

Основні типи складових біполярних транзисторів показані на рис. 4. Найчастіше в ВК використовується зі ставною транзистор Дарлінгтона (рис. 4 а) на базі двох транзисторів однієї провідності ("двійка" Дарлінгтона), рідше - складовий транзистор Шиклаї (рис. 4б) з двох транзисторів різної провідності з струмової негативної ОС, і ще рідше - складовий транзистор Брайстона (Bryston, рис. 4 в).
"Алмазний" транзистор - різновид складеного транзистора Шиклаї - показаний на рис. 4 р. На відміну транзистора Шиклаи, у цьому транзисторі завдяки " струмовому дзеркалу " струм колекторів обох транзисторів VT 2 і VT 3 майже однаковий. Іноді транзистор Шиклаї використовують із коефіцієнтом передачі більше 1 (рис. 4 д). І тут K П =1+ R 2/ R 1. Аналогічні схеми можна отримати і польових транзисторах (ПТ).

1.1. Вихідні каскади з урахуванням " двійок " . " Двійка " - це двотактний вихідний каскад з транзисторами, включеними за схемою Дарлінгтона, Шиклаї чи його комбінації (квазікомлементарний каскад, Bryston та інших.). Типовий двотактний вихідний каскад на " двійці " Дарлінгтона показаний на рис. 5. Якщо емітерні резистори R3, R4 (рис. 10) вхідних транзисторів VT 1, VT 2 підключити до протилежних шин живлення, то ці транзистори будуть працювати без відсікання струму, тобто в режимі класу А.

Подивимося, що дасть спарювання вихідних транзисторів для двійки "Дарлінгт" (рис. 13).

На рис. 15 наведена схема ВК, використана в одному з професійних підсилювачів.

Менш популярна у ВК схема Шиклаї (рис. 18). Спочатку розвитку схемотехніки транзисторних УМЗЧ були популярні квазікомплементарні вихідні каскади, коли верхнє плече виконувалося за схемою Дарлінгтона, а нижнє - за схемою Шиклаї. Однак у початковій версії вхідний опір плечів ВК несиметричний, що призводить до додаткових спотворень. Модифікований варіант такого ВК з діодом Баксандалла, як використаний базо - емітерний перехід транзистора VT 3, показаний на рис. 20.

Крім розглянутих "двійок", є модифікація ВК Bryston, в якій вхідні транзистори емітерним струмом керують транзисторами однієї провідності, а колекторним струмом - транзисторами іншої провідності (рис. 22). Аналогічний каскад може бути реалізований і на польових транзисторах, наприклад Lateral MOSFET (рис. 24) .

Гібридний вихідний каскад за схемою Шиклаї з польовими транзисторами як вихідні показано на рис. 28 . Розглянемо схему паралельного підсилювача на польових транзисторах (рис. 30).

Як ефективний спосіб підвищення та стабілізації вхідного опору "двійки" пропонується використовувати на її вході буфер, наприклад, емітерний повторювач з генератором струму в ланцюзі емітера (рис. 32).

З розглянутих "двійок" найгіршим по девіації фази та смузі пропускання виявився ВК Шиклаї. Подивимося, що може дати такого каскаду застосування буфера. Якщо замість одного буфера використовувати два на транзисторах різної провідності, включених паралельно (рис. 35), то можна очікувати подальшого поліпшення параметрів та підвищення вхідного опору. З усіх розглянутих двокаскадних схем найкраще за нелінійними спотвореннями показала себе схема Шиклаї з польовими транзисторами. Подивимося, що дасть встановлення паралельного буфера на її вході (рис. 37).

Параметри досліджених вихідних каскадів зведено у табл. 1 .

Аналіз таблиці дозволяє зробити такі висновки:
- будь-який ВК з "двійок" на БТ як навантаження УН погано підходить для роботи в УМЗЧ високої вірності;
- характеристики ВК з ПТ на виході мало залежать від опору джерела сигналу;
- буферний каскад на вході будь-якої з "двійок" на БТ підвищує вхідний опір, знижує індуктивну складову виходу, розширює смугу пропускання та робить параметри незалежними від вихідного опору джерела сигналу;
- ВК Шиклаї з ПТ на виході та паралельним буфером на вході (рис. 37) має найвищі характеристики (мінімальні спотворення, максимальну смугу пропускання, нульову девіацію фази у звуковому діапазоні).

Вихідні каскади на базі "трійок"

У високоякісних УМЗЧ частіше використовуються трикаскадні структури: "трійки" Дарлінгтона, Шиклаї з вихідними транзисторами Дарлінг тону, Шиклаї з вихідними транзисторами Bryston та інші комбінації. Одним з найпопулярніших вихідних каскадів в даний час є ВК на базі складового транзистора Дарлінгтона з трьох транзисторів (рис. 39). На рис. 41 показаний ВК з розгалуженням каскадів: вхідні повторювачі одночасно працюють на два каскади, які, у свою чергу, також працюють на два каскади кожен, а третій ступінь включений на загальний вихід. В результаті, на виході такого ВК працюють чотиривірні транзистори.

Схема ВК, в якій як вихідні транзистори використані складові транзистори Дарлінгтона, зображена на рис. 43. Параметри ВК на рис.43 можна значно поліпшити, якщо включити з його вході добре зарекомендував себе з " двійками " паралельний буферний каскад (рис. 44).

Варіант ВК Шиклаї за схемою на рис. 4 г із застосуванням складених транзисторів Bryston показаний на рис. 46 . На рис. 48 показаний варіант т ВК на транзисторах Шиклаї (рис.4 д) з коефіцієнтом передачі близько 5, в якому вхідні транзистори працюють у класі А (ланцюги термостабілізації не показані).

На рис. 51 показаний ВК структурою попередньої схеми тільки з одиничним коефіцієнтом передачі. Огляд буде неповним, а то й зупинитися на схемі вихідного каскаду з корекцією нелінійності Хауксфорда (Hawksford), наведеної на рис. 53 . Транзистори VT 5 та VT 6 - складові транзистори Дарлінгтона.

Замінимо вихідні транзистори на польові транзистори типу Lateral (рис. 57

За підвищення надійності підсилювачів за рахунок виключення наскрізних струмів, які особливо небезпечні при кліпуванні високочастотних сигналів, сприяють схеми антинасичення вихідних транзисторів. Варіанти таких рішень показано на рис. 58. Через верхні діоди відбувається скидання зайвого струму бази в колектор транзистора при наближенні до напруги насичення. На напругу насичення потужних транзисторів зазвичай знаходиться в межах 0,5...1,5, що приблизно збігається з падінням напруги на базо-емітерному переході. У першому варіанті (рис. 58 а) за рахунок додаткового діода в ланцюгу бази напруга емітер - колектор не доходить до напруги насичення приблизно на 0,6 В (падіння напруги на діоді). Друга схема (рис. 58б) вимагає підбору резисторів R 1 і R 2. Нижні діоди у схемах призначені для швидкого вимикання транзисторів при імпульсних сигналах. Аналогічні рішення застосовують і у силових ключах.

Часто для підвищення якості в УМЗЧ роблять роздільне харчування, підвищене, на 10...15 В для вхідного каскаду і підсилювача на напруги і знижене для вихідного каскаду. У цьому випадку, щоб уникнути виходу з ладу вихідних транзисторів і зниження навантаження передвихідних, необхідно використовувати захисні діоди. Розглянемо цей варіант з прикладу модифікації схеми на рис. 39. У разі підвищення вхідної напруги вище напруги живлення вихідних транзисторів відкриваються додаткові діоди VD 1, VD 2 (рис. 59), і зайвий струм бази транзисторів VT 1, VT 2 скидається на шини живлення кінцевих транзисторів. При цьому не допускається підвищення вхідного напруги вище рівнів живлення для вихідного ступеня ВК і знижується струм колектора транзисторів VT 1, VT 2.

Схеми усунення

Раніше з метою спрощення замість схеми зміщення в УМЗЧ використовувалося окреме джерело напруги. Багато з розглянутих схем, зокрема, вихідні каскади з паралельним повторювачем на вході, не потребують схем зсуву, що є їх додатковою перевагою. Тепер розглянемо типові схеми зміщення, які представлені на рис. 60 , 61 .

Генератори стабільного струму У сучасних УМЗЧ широко використовується ряд типових схем: диференціальний каскад (ДК), відбивач струму ("струмове дзеркало"), схема зсуву рівня, каскод (з послідовним і паралельним харчуванням, останній також називають "ламаним каскодом"), генератор стабільного струму (ГСТ) та інших. Їх правильне застосування дозволяє значно підвищити технічні характеристики УМЗЧ. Оцінку параметрів основних схем ГСТ (рис. 62 – 6 6) зробимо за допомогою моделювання. Виходитимемо з того, що ГСТ є навантаженням УН і включений паралельно ВК. Досліджуємо його властивості за допомогою методики, аналогічної до досліджень ВК.

Відбивачі струму

Розглянуті схеми ГСТ - це варіант динамічного навантаження для однотактного УН. В УМЗЧ з одним диференціальним каскадом (ДК) для організації зустрічного динамічного навантаження в УН використовують структуру "струмового дзеркала" або, як його ще називають, "відбивача струму" (ВІД). Ця структура УМЗЧ була характерною для підсилювачів Холтона, Хафлера та ін. Основні схеми відбивачів струму наведено на рис. 67 . Вони можуть бути як з одиничним коефіцієнтом передачі (точніше, близьким до 1), так і з більшим або меншим одиниці (масштабні відбивачі струму). У підсилювачі напруги струм ВІД знаходиться в межах 3...20 мА: Тому випробуваємо всі ВІД при струмі, наприклад, близько 10 мА за схемою рис. 68.

Результати випробувань наведено в табл. 3 .

Як приклад реального підсилювача пропонується схема підсилювача потужності S. BOCK, опублікована в журналі Радіомир, 2011 №1, с. 5 – 7; №2, с. 5 - 7 Radiotechnika №№ 11, 12/06

Метою автора було побудова підсилювача потужності, придатного як озвучування " простору " під час передничних заходів, так дискотек. Звичайно, хотілося, щоб він уміщався в корпусі порівняно невеликих габаритів та легко транспортувався. Ще одна вимога до нього – доступність комплектуючих. Прагнучи досягти якості Hi-Fi, я вибрав комплементарно-симетричну схему вихідного каскаду. Максимальну вихідну потужність підсилювача було встановлено на рівні 300 Вт (на навантаженні 4 Ом). При такій потужності вихідна напруга становить приблизно 35 В. Отже для УМЗЧ необхідно двополярна напруга живлення в межах 2x60 В. Схема підсилювача наведена на рис. 1 . УМЗЧ має асиметричний вхід. Вхідний каскад утворюють два диференціальні підсилювачі.

А. ПЕТРОВ, Радіомір, 201 1 , №№ 4 - 12